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大功率高频软开关电化学电源的设计
作 者:华南理工大学电力学院 段振涛 肖文勋 丘东元 张 波

1 引言
在电化学行业中,由于其加工对象的特殊性,一般要求电源能够提供低电压、大电流的输出,而且功率要求也很大。目前主流的电化学电源,主要是相控电源,因其使用工频变压器且开关器件晶闸管为硬开关,所以相控电源体大笨重,效率低,噪音高,动态性能差。与传统相控电源相比,高频开关电源具有高效节能,重量轻,体积小,动态性能好等显著的优点,这些优点都是建立在其较高的工作频率之上的。但是在硬开关条件下,开关损耗与开关频率成正比,这阻碍了高频开关电源效率的提高及其进一步高频化。软开关技术的出现缓解了这一矛盾,但传统的zvs移相全桥变换器中开关管的软开关实现范围有限,难以应用于负载变化较大的场合[1]。
本文中所设计的高频开关电化学电源,额定输出功率为30kw,电压0~15v、电流0~2000a连续可调。该设计采用了zvs技术,且通过系统的方法对谐振参数进行了精确计算,并在实验中逐步优化。因此该电源显著拓宽了功率开关管的zvs实现范围,而且效率高,工作稳定,各项指标都满足了设计要求。

2 主电路拓扑的设计
全桥变换器中,高压开关管两端的暂态尖峰电压被其体二极管箝位于输入电压,耐压要求较低,宜于获得大功率输出[2]。因此,本设计选择全桥式电路作为基本拓扑,开关管选用绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor,igbt)。
高频开关电源的众多优势,归根结底是由其高频化衍生而来的。但是,功率开关管的开关损耗制约了高频开关电源工作频率的进一步提高,因此软开关技术应运而生。
目前应用较为普遍的软开关技术是零电压开关(zero voltage switch,zvs)技术,该技术中超前桥臂和滞后桥臂均实现zvs。相比于零电压零电流(zero voltage and zero current switch, zvzcs)技术和零电流(zero current switch,zcs)技术,zvs移相全桥逆变器结构简单,控制、驱动电路易于设计和调试,且zvs移相全桥逆变器可以直接利用变压器漏感作为谐振电感[3]。相对简单的结构和较少的元器件,可以有效减小设备运行时不可预知的危险因素,从而提高设备的可靠性。因此,本文选择串联型zvs移相全桥电路。
本文设计的电化学电源主电路结构如图1所示,主要包括:三相交流输入、输入桥式整流、输入滤波电感电容、全桥逆变、高频变压器、输出全波整流、输出滤波电感电容。

图1 主电路原理图

图2 高频开关电源样机

3 zvs移相全桥逆变器的参数设计
功率开关管zvs的实现,将使开关损耗大大降低,从而促进电源的高频化和小型化。本章将详细介绍zvs移相全桥逆变器各个关键参数的设计。
3.1 逆变频率的选取
本设计采用pwm移相控制,通过定频调宽实现输出功率的调节,因此逆变频率的选取至关重要,影响逆变频率主要由以下两点因素。
(1) 开关管的开关损耗。在硬开关条件下,开关损耗与开关频率成正比。因此,对于本设计所选用的型号为bsm200gb120dn2的igbt半桥模块而言,其实际工作频率通常约为20khz。
(2) 高频变压器的体积。分析变压器绕组端电压计算式可知,当其他条件不变时,提高逆变频率可以大幅减小绕组匝数和磁芯截面积乘积的值,从而使变压器的体积和重量显著减小。
(3)输出电感的体积。由输出滤波电感lo与次级开关频率fs的关系式易知,在其他条件不变时,提高逆变频率可使输出滤波电感大幅减小。
(4)电源动特性。由于电流注入控制系统的开环穿越频率与次级开关频率成正比。因此,提高逆变频率能为增强电源的可控性创造良好的条件,有利于改善电源的工艺适应性。
综合考虑以上因素,确定本设计的逆变频率为20khz。
3.2 死区时间的设计
合理设置死区时间的重要意义主要在于:
(1)防止开关管直通。由于开关管的开通和关断都需要一定的时间,因此同一桥臂上下两只开关管的驱动脉冲并非完全互补的,而是要设置足够的死区时间防止其发生直通。
(2)获得最宽的软开关范围。开关管的开通时刻直接由驱动脉冲的死区时间决定,而对应的反并联二极管是否导通则取决于并联谐振电容的充放电状态。因此,死区时间应该与并联谐振电容的充放电状态恰当配合,才能获得最宽的软开关范围。
(3)保证最大的输出功率。分析易知,开关管的死区时间和变换器的输出功率是反相关的。因此,死区时间不能设置的过长,以保证较大的输出功率。
综上,主电路软开关换流时间的最大值就是开关管死区时间的最佳值。一般认为:死区时间应该等于串联谐振周期的1/4倍。即:
(1)
式中,td为开关管的死区时间,tr为串联谐振周期, lr为串联谐振电感,cr为串联谐振电容。
3.3 谐振元件的参数设计
3.3.1 超前桥臂的设计
超前桥臂的谐振能量由输出滤波电感提供,因此谐振过程中变压器原边电流近似恒定,故zvs实现比较容易,只需让死区时间不小于谐振电容的充放电时间,即满足式(2)。
(2)
式中:td(lead)为超前管死区时间,vin为直流母线电压,ip为变压器原边电流,clead为超前臂谐振电容。
由于此时ip较大且近似恒定,故由此式所得死区时间一般较小。本设计采用的开关管是igbt,其关断时存在电流拖尾现象,因此死区时间设置不宜过小。综合考虑最大占空比及igbt通断延时等因素,确定超前臂死区时间为1.2μs。实际装置设计中,一般将超前臂和滞后臂的死区时间设为一致。选定死区时间之后,代入式(2)即可求得超前臂的谐振电容取值范围。即:
(3)
如果要求在10%额定负载的情况下能实现超前桥臂的zvs,则由式(3)可求得超前臂谐振电容的取值范围如下:
(4)
因此,本设计中超前臂谐振电容取10nf。
3.3.2 滞后桥臂的设计
在滞后桥臂谐振过程中,变压器副边的整流二极管全部导通,因此变压器副边短路。故滞后桥臂的谐振能量与输出滤波电感无关,只是由谐振电感提供,zvs实现较为困难。
滞后桥臂参数设计要满足以下两个约束条件:
(1)滞后桥臂死区时间等于谐振周期的1/4,即:
(5)
式中,td(lag)为滞后桥臂的死区时间,clag为滞后桥臂的谐振电容。
(2)谐振电感储能大于谐振电容储能,即:
(6)
欲求滞后桥臂谐振电容和谐振电感值,可先假设滞后桥臂谐振电容clag为某一容值,然后由式(5)得到谐振电感的计算式如下。
(7)
由式(7)求出相应的谐振电感值lr,再代入式(6)进行检验,如不满足,则重新假设clag并重新计算[4][5]。
在满足上述约束条件的前提下,各元件参数的取值应尽量小,最终确定谐振电感lr=37μh,滞后桥臂谐振电容c2=c4= clag=7.8nf。
根据以上设计方案,成功制作了样机(图2)。分析实验数据得知,该样机满载效率可达89%,且各项指标均满足了设计要求和工业生产需求。

4 谐振参数的优化
由于元器件实际参数与标称值之间存在差异,加上元器件寄生参数以及装置制造工艺等因素的影响,使得理论计算与实验结果之间有一定差距。因此,本文通过对实验所测得波形进行分析,在以下两个方面对计算所得的谐振参数进行了优化,从而获得更宽的软开关范围。
4.1 死区时间的调节
开关管死区时间设定为1.2μs时,电源可以在负载较大时完全实现软开关。但是在轻载时,滞后管没有实现零电压开通,如图3所示。
由图2可知,滞后管谐振电容电压放电到端电压为零时,开通脉冲没有及时到来。这时谐振电容二次充电,导致开通脉冲到来时谐振电容电压(即开关管集射极电压)约为330v,开通损耗很大。分析可知,轻载时原边电流较小,在谐振电容放电到端电压为零之后,原边电流发生换向,继而开始对谐振电容进行二次充电。因此,如果滞后管开通脉冲能够提前到来,则会大大减小开通损耗。
考虑到本设计所选用igbt典型开关时间为1.0μs,在保证开关管没有直通危险的前提下,将滞后管死区时间调整为1.0μs,使滞后管开通脉冲提前一点到来,从而减小谐振电容二次充电带来的开通损耗,调节后实验波形如图4所示。从图4可以看出,同等负载情况下,滞后管开通时集射极电压降到130v左右,开通损耗大大减小。
4.2 滞后管谐振电容的调节
滞后管并联谐振电容为7.8nf时,电源可以在重载时实现软开关。但是在轻载时,滞后管没有实现零电压开通,如图5所示。
分析易知,这种情况也是因为原边电流过早换向导致谐振电容二次充电,从而增大了开通损耗。进一步减小死区时间可以降低之,但是为了防止滞后管发生直通,其死区时间不容再缩短,因此必须另辟蹊径。本设计考虑延长谐振电容的放电时间,即增大谐振电容,从而使其充放电状态与死区时间恰当配合,减小滞后管开通损耗。需要注意的是,谐振电容也不能过大,以免谐振电感的储能不足以将其放电到零压。滞后管并联谐振电容调整为10nf之后,测得波形如图6所示。由图6可知,在同等负载情况下,滞后管谐振电容二次充电电压约20v,开通损耗很小。

图3 滞后管死区时间为1.2μs时的波形

图4 滞后管死区时间为1.0μs时的波形

图5 滞后管谐振电容为7.8nf时的波形

图6 滞后管谐振电容为10nf时的波形

(a)滞后管零电压开通波形

(b)滞后管零电压关断波形

图7 滞后管的zvs波形


通过详细的参数计算及实验中的进一步优化,本设计的电源软开关范围得以显著拓宽。经检测,本设计的超前桥臂开关管在10%及以上的负载范围内实现了软开关,滞后管在60%及以上的负载范围内实现了软开关。图7给出了滞后管在开通和关断时刻的集射极电压和驱动电压波形。从图中可以看出,滞后桥臂的开关管在开通和关断的时候都实现了零电压开关。

5 结束语
文中通过对谐振参数的精确计算选定开关频率、死区时间及谐振元件参数,并通过实验中的不断调节,使谐振参数得到优化,显著拓宽了滞后桥臂软开关的实现范围,大大降低了开关损耗,提高了电源工作效率。

作者简介
段振涛(1984-) 男 工学硕士,研究方向为低压大电流高频开关电源及其软开关技术。

参考文献
[1] 周玉飞. 大功率移相全桥变换器若干关键技术研究[d].杭州: 浙江大学, 2007.
[2] 阮新波, 严仰光. 直流开关电源的软开关技术[m]. 北京: 科学出版社, 2003.
[3] 袁进行, 马瑞卿, 樊平等. 带辅助谐振的移相全桥zvs dc/dc变换器研究[j].电力电子技术,2008,42(5):23~25.
[4] 张伟. zvs移相全桥dc/dc变换器的设计与研究[d]. 武汉: 华中科技大学,2007.
[5] 吕延会, 张元敏, 罗书克等.移相全桥零电压软开关谐振电路研究[j].电力系统保护与控制,2009,37(5):71~74.

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